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标题: 电动汽车充电器电路拓扑的设计考虑 [打印本页]

作者: charting 时间: 2014-8-18 16:00
标题: 电动汽车充电器电路拓扑的设计考虑
本帖最后由 charting 于 2014-8-18 16:02 编辑

　　1 充电技术
　　电动汽车电池充电是电动汽车投入市场前，必须解决的关键技术之一。电动汽车电池充电一般采用两种基本方法：接触式充电和感
应耦合式充电。
　　1.1 接触式充电
　　接触式充电方式采用传统的接触器，使用者把充电源接头连接到汽车上。其典型示例如图1所示。这种方式的缺陷是：导体裸露在
外面，不安全。而且会因多次插拔操作，引起机械磨损，导致接触松动，不能有效传输电能。

　　1.2 感应耦合式充电
　　感应耦合式充电方式，即充电源和汽车接受装置之间不采用直接电接触的方式，而采用由分离的高频变压器组合而成，通过感应耦
合，无接触式地传输能量。采用感应耦合式充电方式，可以解决接触式充电方式的缺陷。

　　2 感应耦合充电标准—SAE J-1773
　　为实现电动汽车市场化，美国汽车工程协会根据系统要求，制定了相应的标准。其中，针对电动汽车的充电器，制定了SAE J-1772
和SAE J-1773两种充电标准，分别对应于接触式充电方式和感应耦合充电方式。电动汽车充电系统制造商在设计研制及生产电动汽车充
电器中，必须符合这些标准。

　　根据SAE J-1773标准，感应耦合器可以用图3所示的等效电路模型来表示。对应的元件值列于表2中。

　　3 对感应耦合充电变换器的要求
　　根据SAE J-1773标准给出的感应耦合器等效电路，连接电缆和电池负载的特性，可以得出感应耦合充电变换器应当满足以下设计标准。
　　3.1 电流源高频链
　　感应耦合充电变换器的副边滤波电路安装在电动汽车上，因而，滤波环节采用容性滤波电路将简化车载电路，从而减轻整个电动汽车的重量。对于容性滤波环节，变换器应当为高频电流源特性。此外，这种电流源型电路对变换器工作频率变化和功率等级变化的敏感程度相对较小，因而，比较容易同时考虑三种充电模式进行电路设计。而且，副边采用容性滤波电路，副边二极管无须采用过压箝位措施。
　　3.2 主开关器件的软开关
　　感应耦合充电变换器的高频化可以减小感应耦合器及车载滤波元件的体积重量，实现电源系统的小型化。但随着频率的不断增高，采用硬开关工作方式的变换器，其开关损耗将大大增高，降低了变换器效率。因而，为了实现更高频率、更高功率级的充电，必须保证主开关器件的软开关，减小开关损耗。
　　　4 变换器拓扑选择
　　根据SAE J-1773给出的感应耦合器等效电路元件值，及上述的设计考虑，这里对适用于三种不同充电模式的变换器拓扑进行了考察。

　　如前所述，充电器设计中很重要的一个考虑是感应耦合器匝比的合理选取。为使设计标准化，按3种充电模式设计的感应耦合充电变换器都必须能够采用相同的电动汽车插座。限制充电器高频变压器副边匝数的因素包括功率范围宽，电气设计限制和机械设计限制。典型的耦合器设计其副边匝数为4匝。对于低充电等级，一般采用1∶1的匝比，对于高充电等级，一般采用2∶1的匝比。
　对于30kW·h以内的储能能力，随充电状态不同，电动汽车电池电压在DC 200～450V范围内变化，变换器拓扑应当能够在这一电池电压变化范围内提供所需的充电电流。
　　4.1 充电模式1
　　这是电动汽车的一种应急充电模式，充电较慢。按这种模式设计的充电器通常随电动汽车携带，在没有标准充电器的情况下使用，从而必须体积小，重量轻，并且成本低。根据这些要求，可采用单级高功率因数变换器，降低整机体积，重量，降低成本，获得较高的整机效率。图5给出一种备选方案：两个开关管的隔离式Boost变换器。在不采用辅助开关时，单级Boost级电路提供PFC功能并调节输出电压。当输入电压为AC 120V时，输入电压峰值为170V，由于变压器副边匝数为4匝，输出电压的调节范围为DC 200～400V，因而变压器可以采用1∶1的匝比，原边绕组均采用4匝线圈。典型的电压电流波形如图6所示。

　　

为使输入电感伏秒积平衡，必须满足： Vinmax≤N1/N0VB(1-Dmin) (1)　　开关管的平均电流为： ISavg=1/2ILavg (2)
　　对于1.5kW功率等级，输入电流有效值为15A，平均开关电流是13A，峰值电流为22A，需要电流定额至少为30A的开关器件。尽管这个方案提供了比较简单的单级功率变换，但也存在一些缺陷，如半导体器件承受的电压应力较高、输出电压调节性能差，输出电流纹波大。

　　若输入电网电压是AC 115V，为了降低DC/DC变换器的电流定额，输出电压可以提升到DC 450V。这样Boost级功率开关管可以采用500～600V的MOSFET，半桥变换器的开关器件可以采用300～400V的MOSFET。由于采用半桥工作，感应耦合器可以采用1∶2的匝比。若原边绕组为4匝，则副边绕组为8匝。Boost开关管的电流定额是30A，而半桥变换器开关管的电流定额是20A。
　　4.2 充电模式2
　　(a) 无损吸收电路之一 (b) 无损吸收电路之二

　　(a) ZCT (b) ZVT

　　与采用带附加有源开关辅助电路的软开管Boost变换器功率级相比，无损吸收软开管Boost变换器功率级因无需有源器件，因而更具优势。特别是图8(b)，因其开关管的关断dv/dt得到了控制，开通为零电压开通，且主开关管上的电压应力为输出电压，因而整机性能得到大大改进。图10给出无损吸收电路的典型波形。

　　对于后级DC/DC变换器，由于输入输出均为容性滤波器，因此，只有具有电流源特性的高频变换器适用。以下几种有大电感与变压器原边相串联的拓扑适合采用。其中一种形式是图11所示的全桥型变换器。

　　原边电路中采用串联电感，从而感应耦合器的漏感被有效利用起来，磁化电感也可利用来扩大变换器ZVS的工作范围。对于450V的输入总线电压，可以采用1∶1的匝比，也即原边绕组和副边绕组均采用4匝线圈。
　　桥式结构的变换器拓扑的缺点之一是峰值电流较高，特别在低压输入时峰值特别高。此外对应轻载时，变换器进入断续工作状态，主开关管的开通损耗增加，调节特性变差。因而，通常要保证一个最小负载电流，确保ZVS。

　　为了有效利用感应耦合器磁化电感和匝间电容，可以采用不同的串联谐振变换器。一种拓扑形式是图13所示的串并联LLCC谐振变换器[9][10]。另外一些谐振变换器也可考虑。如前所述，匝间电容、磁化电感和漏感均得到了充分利用。这一方案因变换器和感应耦合器得到了很好的匹配，颇具吸引力。

　　该变换器可以工作于高于谐振频率的ZVS状态，或低于谐振频率的ZCS状态，如图14所示。输出电压可采用变频控制。然而，为了优化感应耦合器性能，一般设计为高频对应于轻载工作，低频对应于重载工作，从而在频率变化范围内，变换器的开关损耗基本保持恒定。

　由于并联谐振电路的升压特性，最大的变换器电压增益稍大于1。对于输入电压450V，输出电压400V，可用1∶1的匝比。这种变换器轻载工作时输出电压控制特性比较差，需要采用其他的一些控制技术。一种方案是使用输入Boost级调节输出电压，另一种方案是采用PWM或移相控制。这两种控制技术在相关文献中都有较详细的介绍。
　　4.3 充电模式3
　　这是一种快速充电模式，主要针对长距离旅行情况进行充电。充电器对应高功率特性(>100kW)，主要用于一些固定的充电站。对于100kW的功率等级，充电时间约为15min。为提高功率因数，降低输入电网谐波，变换器输入端一般需要采用有源整流电路，如图15所示。可以采用不同的控制方案，包括矢量控制，六阶梯波控制，数字控制技术等。

　　为了进一步提高变换效率，允许高频工作，可以采用如图16所示的ZVT电路。利用辅助电路实现了主开关器件的ZVT，主开关仍为PWM控制。

　　有源滤波器定额约为充电站额定功率定额的20%。在整流端一般采用直流侧电感来提高整流器的功率因数，可以选用串联或并联方式的有源滤波方案。

　　
　　有源滤波器可以采用传统硬开关PWM逆变器电路，或采用软开关逆变器，从而工作在更高开关频率，提高控制带宽，对更高阶的谐波进行补偿。谐振直流环节变换器比较适合于在较宽中功率范围逆变器场合下工作。图18给出了有源箝位谐振直流环节逆变器功率电路。
　与传统PWM变换器不同的是，谐振直流环节逆变器采用离散脉冲调节(DPM，Discrete Pulse Modulation)控制，开关频率较高，所需的滤波器尺寸较小。此外，由于dv/dt得以控制，所产生的EMI较小。
　

　　与充电模式2类似，充电变换器可以直接采用全桥或带谐振的全桥变换器。但是，由于充电模式3功率级更高，与谐振式全桥变换器相比，一般的全桥变换器必然会对应很高的峰值电流。因此，应当考虑采用ZVS或ZCS谐振全桥拓扑来有效降低损耗。

作者: my灬路飞 时间: 2014-8-18 16:15
我看接触式充电比较现实而感应耦合式充电成本一定会很高再者这么大的高频磁场对人体会不会有影响？

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